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场效应管具有输入阻抗高、频率特性好、稳定性好(无二次击穿现象)

场效应管功放电路 自制的场效应功放电路图

低噪声、低失真等特点，已被广泛地应用在音响电路中，用VMOS功率场效应管制成的功放，音色优美，音色比双极型晶体管功放暖，与电子管功放相似，失真小且制作容易，因此很受音响爱好者的喜爱。［]能拥有自制的高品质功放更是很多发烧友的梦想，因为自己动手制作功放。

下面介绍一款简洁易制的场效应管功放电路。

如图所示(图中只画出一个声道)。为减小失真，输入级采用差动放大电路。V1用对管2SC1583，稳定性和对称性好；V2接成恒流源，为本级提供稳定的静态工作电流，采用恒流源作差动放大器的射极电阻，可提高差动放大器的共模抑制比和动态范围，从而进一步改善失真。c1为输入耦合电容，R1、c2构成低通滤波器，阻止前级的超音频干扰信号窜入功放；R2决定了功放的输入阻抗。合形式，是从成本上考虑的。若全用场效应管，效果更好。

各管的射(阴)极都加有本级电流负反馈电阻，起稳定静态工作点的作用。有利于改善失真。整机负反馈则由R18、R19、C6、C7组成，总增益约为26．8dB。C7是隔直电容，使前后级形成直流全负反馈，保证输出中点静态零电位。

c3、c6是为了抑制高频自激振荡而设置。放大器的电压增益大部分由V3获得，而c3可产生高频负反馈，降低放大器的高频增益，破坏高频自激的幅度条件。但c3又使高频相位 更加滞后，所以在反馈回路中加入C6，进行相位超前补偿，破坏高频自激的相位条件。

C5、R17组成相移校正电路，使负载近于纯电阻。防止高频自激。由于扬声器阻抗中的电感分量在高频时明显增加，使放大器的负载呈电感性，引起输电流滞后于输m电 压。若放大器的高频增益较高，还容易产生高频自激振荡。

R13、R14串接在栅极是防止VMOS管产生高频自激。(]由于栅极的高阻抗，加上接线及分布电容、电感和栅极分布电容的影响，VMOS管在工作中可会出现高频自激振荡。解决V3为第二级电压放大管，V5接成恒流源，为本级提供稳的静态工作电流和高的负载阻抗，由于V5的存在，v3的压增益大为提高，这样，就不必用自举电路。

V4、VR和R9接在V3、V5集电极之间构成Vbe扩大电，调节VR可改变末级大功率管的静态工作电流。V4还起度补偿作用，当功率管的温度升高时，V4的发射结压降小，于是V4的集电极一发射极电压也降低，从而降低了功管的静态电流，作用与二极管相似，但比二极管更灵，安装时应与功率管一起装在散热器上，电气上要绝。

V6一V9等组成输出级，采用双极型晶体管与场效应管混的办法是加入阻尼电阻，即在栅极串接一只电阻(一般不超过1kQ)。

二、用场效应管构成的功放电路

本文介绍了一款采用场效应管做前级放大制作的功率放大器，音响效果很理想。()由于该功放的后级电路是一个直流耦合的电路，各级工作点的选择，尤其第一级场效应管的工作点的选择，将对电路的性能有较大的影响，因此本文着重叙述电路参数的计算及调试。

1．电路原理

场效应管功放电路 用场效应管构成的功放电路图

电路主要由两级差动放大及三级射极跟随电路组成，如图1所示。N沟道场效应管VT1、VT2构成第一级共源差动放大器，而VT3、VT4分别又与VT1、VT2构成共栅共源电路。众所周知差动放大器具有共模抑制比高、失调和漂移小的优良性能。而在共栅共源电路中，后级的输入电阻就是前级的负载电阻，由于共栅电路的输入电阻较小，使前级共源极的电压增益变小，但组合电路的电压增益主要由共栅极决定，输出电阻则主要由共栅极决定。因为前级共源极的电压增益变小，所以特别适宜于高频工作。R3、VT5、R4构成1mA的恒流源，此电流在VD3、R7上产生22V的电压，从而使VT3、VT4的栅极电压稳定在22V。由于栅源极间电压很小，VT3、VT4．的源极电压即VT1、VT2的漏源电压就稳定在22V。VT3、VT4的漏源电压也稳定在约22V。对直流而言VT3、VT4的栅极电位为22V，对交流而言VT3、VT4的栅极电位为0V，因此为共栅电路。R11、VT6构成第一级差动电路的恒流源，其作用是提高交流阻抗，提高共模抑制比。R5、C2是相位补偿元件，用于防止高频振荡。 VT8、VT9构成第二级差动电路，VT7为其恒流源。VT0、VT11为比例式镜像恒流源电路，VT11的集电极电流与VT10电流之比等于R22／R23，由于R22=R23，因此差动电流两臂的电流是相等的。

VT12、VT13为末三级射极跟随电路提供合适的工作电流点。

在输入信号为正时，R29、R30的中点以及输出O点电位为正，因此均可作为VT1、VT2差动级的负反馈电压。R38、C9构成低通滤波器，角频率为1Hz时增益即下降到1／根号2。集成电路TL072构成输出点直流稳零跟随器，其输出Uo与其输入Ui的关系为Uo=Ui+1／T∫Uidt，即Uo为Ui的比例积分，Uo作用于VT1、VT2差动级负反馈，能使O点直流电位为士10mV以下。在开环增益足够大的情况下，整个后级电路的闭环电压增益等于R14／R12。

场效应管放大电路的静态分析

根据偏置电路形式，场效应管放大电路的直流通路分为自给偏压电路和分压式偏置电路。

一、自给偏压电路

用N沟道结型场效应管组成的自给偏压电路如图Z0217所示。

自给偏压原理：在正常工作范围内，场效应管的栅极几乎不取电流，IG= 0，所以，UG = 0，当有IS = ID流过RS时，

必然会产生一个电压Us＝IsRs＝IdRs，从而有

UGS = UG- US= - IDRS

依靠场效应管自身的电流ID 产生了栅极所需的负偏压，故称为自给偏压。

为了减小RS对放大倍数的影响，在RS 两端并联了一个旁路电容 Cs。

估算静态工作点,由图Z0217所示电路的直流通路可得：

UGS = UG- US= - IDRSGS0223

UDS = ED - ID（RS + Rd） GS0224

结型场效应管的转移特性可近似表示为：

式中IDSS为饱和漏电流，VP为夹断电压。

联立求解GS0223～GS0225各式，便可求得静态工作点Q（ID，UGS，UDS）。

二、分压式偏置电路

由于参数IDSS ，VP 等与温度有关，因此，场效应管放大电路也要设法稳定静态工作点。

实际上，自给偏压电路就具有一定的稳定Q点的能力。例如：温度升高使ID增加时，US也随之增加，从而使UGS 更负，反过来又抑制了ID的增大。但如果对温度稳定性要求更高时，单纯靠增大RS来稳定Q点，势必会导致Au下降，甚至产生严重的非线性失真。图Z0218所示的分压式偏置电路，通过R1与R2分压，给栅极一个固定的IE电压，这样就可以把RS选的比较大，而Q点又不致于过低。图中Rg的主要作用是增大输入电阻，进一步减小栅极电流。

对分压式偏置电路，在确定静悉工作点时，同样可用图解法和计算法。与自给偏压电路不同之处是UG≠0。只需将栅源回路直流负载线方程改为：

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