年轻的应用工程师 Neubean 想通过实验证明，为了获得稳定性，是不是真的必须把一个 100 Ω 的电阻放在 MOSFET 栅极前。
MOSFET，金属-氧化物半导体场效应晶体管，简称金氧半场效晶体管（是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。MOSFET依照其“通道”（工作载流子）的极性不同，可分为“N型”与“P型” 的两种类型，通常又称为NMOSFET与PMOSFET，其他简称上包括NMOS、PMOS等。
高端电流检测简介
图1中的电路所示为一个典型的高端电流检测示例。
负反馈试图在增益电阻RGAIN上强制施加电压VSENSE。通过RGAIN的电流流过P沟道MOSFET (PMOS)，进入电阻ROUT，该电阻形成一个以地为基准的输出电压。总增益为：
电阻ROUT上的可选电容 COUT 的作用是对输出电压滤波。即使 PMOS 的漏极电流快速跟随检测到的电流，输出电压也会展现出单极点指数轨迹。
原理图中的电阻 RGATE 将放大器与PMOS栅极隔开。其值是多少？经验丰富的 Gureux 可能会说：“当然是100 Ω！”
尝试多个阻值
如果栅极和源极之间有足够的电容，或者栅极电阻足够大，则应该可以导致稳定性问题。一旦确定RGATE和CGATE相互会产生不利影响，则可以揭开100 Ω或者任何栅极电阻值成为合理答案的原因。
图2所示为用于凸显电路行为的LTspice仿真示例。通过仿真来展现稳定性问题，他认为，稳定性问题会随着RGATE的增大而出现。毕竟，来自RGATE和CGATE的极点应该会蚕食与开环关联的相位裕量。然而，令人惊奇的是，在时域响应中，所有RGATE值都未出现任何问题。
电路并不简单
在研究频率响应时，意识到，需要明确什么是开环响应。如果与单位负反馈结合，构成环路的正向路径会从差值开始，结束于结果负输入端。我们模拟了VS/(VP – VS)或VS/VE，并将结果绘制成图。图3所示为该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益很小，并且交越时未发现相位裕量问题。事实上，从整体上看，这幅图显示非常怪异，因为交越频率小于0.001 Hz。
将电路分解成控制系统的结果如图4所示。就像几乎所有电压反馈运算放大器一样，LTC2063具有高直流增益和单极点响应。该运算放大器放大误差信号，驱动PMOS栅极，使信号通过RGATE– CGATE滤波器。CGATE和PMOS源一起连接至运算放大器的–IN输入端。RGAIN从该节点连接至低阻抗源。即使在图4中，可能看起来RGATE– CGATE滤波器应该会导致稳定性问题，尤其是在RGATE比RGATE大得多的情况下。毕竟，会直接影响系统RGATE电流的CGATE电压滞后于运算放大器输出变化。
对于为什么RGATE和CGATE没有导致不稳定，我们提供了一种解释：“栅极源为固定电压，所以，RGATE – CGATE电路在这里是无关紧要的。你只需要按以下方式调整栅极和源即可。这是一个源极跟随器。”
经验更丰富的同事说：“实际上，不是这样的。只有当PMOS作为电路里的一个增益模块正常工作时，情况才是这样的。”
受此启发，思考数学问题——要是能直接模拟PMOS源对PMOS栅极的响应，结果会怎样？换言之，V(VS)/V(VG)是什么？等式：
其中，
运算放大器增益为A，运算放大器极点为ωA。
什么是gm？对于一个MOSFET，看着图1中的电路，当通过RSENSE的电流为零时，通过PMOS的电流应该为零。当电流为零时，gm为零，因为PMOS实际上是关闭的，未被使用、无偏置且无增益。当gm = 0时，VS/VE为0，频率为0 Hz，VS/VG为0，频率为0 Hz，所以，根本没有增益，图3中的曲线图可能是有效的。
试图用LTC2063发现不稳定问题
带来这点启示，Neubean很快就用非零的ISENSE尝试进行了一些仿真。
图5为从VE到VS的响应增益/相位图，该曲线跨越0dB以上到0dB以下，看起来要正常得多。图5应该显示大约2 kHz时，100 Ω下有大量的PM，100 kΩ下PM较少，1 MΩ下甚至更少，但不会不稳定。
Neubean来到实验室，用高端检测电路LTC2063得到一个检测电流。他插入一个高RGATE值，先是100 kΩ，然后是1 MΩ，希望能看到不稳定的行为，或者至少出现某类振铃。不幸的是，他都没有看到。他尝试加大MOSFET里的漏极电流，先增加ISENSE，然后使用较小的RGAIN电阻值。结果仍然没能使电路出现不稳定问题。
他又回到了仿真，尝试用非零ISENSE测量相位裕量。即使在仿真条件下也很难，甚至不可能发现不稳定问题或者低相位裕度问题。
Neubean找到Gureux，问他为什么没能使电路变得不稳定。Gureux建议他研究一下具体的数字。Neubean已经对Gureux高深莫测的话习以为常，所以，他研究了RGATE和栅极总电容形成的实际极点。在100 Ω和250 pF下，极点为6.4 MHz；在100 kΩ下，极点为6.4 kHz；在1 MΩ下，极点为640 Hz。LTC2063增益带宽积(GBP)为20 kHz。当LTC2063具有增益时，闭环交越频率可能轻松下滑至RGATE– CGATE极点的任何作用以下。
可能出现不稳定问题
意识到运算放大器动态范围需要延伸至RGATE– CGATE极点的范围以外，Neubean选择了一个更高增益带宽积的运放。LTC6255 5 V运算放大器可以直接加入电路，增益带宽积也比较高，为6.5 MHz。
Neubean急切地用电流、LTC6255、100 kΩ栅极电阻和300 mA检测电流进行了仿真。
然后，Neubean在仿真里添加了RGATE。当RGATE足够大时，一个额外的极点可能会使电路变得不稳定。
图6和图7显示的是在高RGATE值条件下的仿真结果。当检测电流保持300 mA不变时，仿真会出现不稳定情况。
实验结果
为了解电流是否会在检测非零电流时出现异常行为，Neubean用不同步进的负载电流和三个不同的RGATE值对LTC6255进行了测试。在瞬时开关切入更多并行负载电阻的情况下，ISENSE从60 mA的基数过度到较高值220 mA。这里没有零ISENSE测量值，因为我们已经证明，那种情况下的MOSFET增益太低。
实际上，图8最终表明，使用100 kΩ和1 MΩ电阻时，稳定性确实会受到影响。由于输出电压会受到严格滤波，所以，栅极电压就变成了振铃检测器。振铃表示相位裕量糟糕或为负值，振铃频率显示交越频率。
头脑风暴时间
Neubean意识到，虽然看到过许多高端集成电流检测电路，但不幸的是，工程师根本无力决定栅极电阻，因为这些都是集成在器件当中的。具体的例子有AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高电压、高端电流检测器件。事实上，AD8212采用的是PNP晶体管而非PMOS FET。他告诉Gureux说：“真的没关系，因为现代器件已经解决了这个问题。”
好像早等着这一刻，教授几乎打断了Neubean的话，说道：“我们假设，你要把极低电源电流与零漂移输入失调结合起来，比如安装在偏远地点的电池供电仪器。你可能会使用LTC2063或LTC2066，将其作为主放大器。或者你要通过470 Ω分流电阻测到低等级电流，并尽量准确、尽量减少噪声；那种情况下，你可能需要使用ADA4528，该器件支持轨到轨输入。在这些情况下，你需要与MOSFET驱动电路打交道。”
显然，只要栅极电阻过大，使高端电流检测电路变得不稳定是有可能的。Neubean向乐于助人的老师Gureux谈起了自己的发现。Gureux表示，事实上，RGATE确实有可能使电路变得不稳定，但开始时没能发现这种行为是因为问题的提法不正确。需要有增益，在当前电路中，被测信号需要是非零。
Gureux回答说：“肯定，当极点侵蚀交越处的相位裕量时，就会出现振铃。但是，你增加1 MΩ栅极电阻的行为是非常荒谬的，甚至100 kΩ也是疯狂的。记住，一种良好的做法是限制运算放大器的输出电流，防止其将栅极电容从一个供电轨转向另一个供电轨。”
MOSFET应用优势
1、场效应晶体管是电压控制元件，而双极结型晶体管是电流控制元件。在只允许从取较少电流的情况下，应选用场效应管；而在信号电压较低，又允许从信号源取较多电流的条件下，应选用双极晶体管。
2、有些场效应管的源极和漏极可以互换使用，栅压也可正可负，灵活性比双极晶体管好。
3、场效应管是利用多数载流子导电，所以称之为单极型器件，而双极结型晶体管是即有多数载流子，也利用少数载流子导电。因此被称之为双极型器件。
4、场效应管能在很小电流和很低电压的条件下工作，而且它的制造工艺可以很方便地把很多场效应管集成在一块硅片上，因此场效应管在大规模集成电路中得到了广泛的应用。
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